Проектування зв`язкового передавача з частотною модуляцією

Міністерство освіти Російської Федерації

Уральський державний технічний університет

Кафедра РЕІС

Оцінка роботи

Курсовий проект

Проектування зв'язкового передавача з частотною модуляцією

Викладач

Харитонов Ф.В.

Студент

Щебликін М.В.

Група Р-404

Єкатеринбург 2004

ВСТУП

У всьому світі для передачі радіосигналів використовують різні види модуляції. Але все більшого поширення набуває кутова модуляція. І є через що ...

Кутова модуляція може бути частотною або фазовою; вона застосовується в системах низової радіозв'язку різних діапазонів частот, в радіомовленні на УКХ, у звуковому супроводі телевізійного мовлення, наземної радіорелейного зв'язку прямої видимості, тропосферного та космічного зв'язку.

Крім того, кутова модуляція використовується в радіотелеметрії, в системах радіоуправління, в деяких системах радіонавігації та радіолокації. Телеграфні сигнали і цифрова інформація в даний час передаються переважно шляхом частотної та фазової маніпуляції.

Відомо, що частотна і фазова модуляції забезпечують кращу стійкість і більш високі енергетичні характеристики, ніж амплітудна модуляція, однак для цього їм потрібні великі необхідні смуги частот. Але і ця проблема поступово вирішується в останній час: з метою економії радіоспектра ведуться роботи по дослідженню та впровадженню частотної модуляції з однією бічною смугою спектра частот.

ЗМІСТ

ЗАВДАННЯ

ВИБІР СТРУКТУРНОЇ СХЕМИ

ВИБІР АКТИВНОГО ЕЛЕМЕНТА

ЕЛЕКТРИЧНИЙ РОЗРАХУНОК

1. Розрахунок колекторному ланцюзі

2. Розрахунок базового ланцюга

3. Розрахунок ланцюга харчування

4. Вибір способу отримання кутовий (частотної) модуляції

5. Розрахунок автогенератора

5.1 Розрахунок режиму автогенератора

5.2 Розрахунок елементів коливального контуру

5.3 Розрахунок ланцюга зміщення транзисторів

5.4 Вибір варикапів

5.5 Вибір значень блокувальних елементів

6. Вибір синтезатора частот

7. Вибір джерела живлення

8. Розрахунок помножувача частоти

РОЗРАХУНОК ЛАНЦЮГА УЗГОДЖЕННЯ

РОЗРАХУНОК ВИХІДНОГО ФІЛЬТРА

КОНСТРУКТИВНИЙ РОЗРАХУНОК

ВИБІР стандартних номіналів

РОЗТАШУВАННЯ ЕЛЕМЕНТІВ НА ДРУКОВАНОЇ ПЛАТИ

ВИСНОВОК

СПИСОК

ДОДАТОК 1. Параметри транзистора КТ920В

ДОДАТОК 2. Схема удвоителя частоти

ДОДАТОК 3. Схема електрична принципова

ДОДАТОК 4. Перелік елементів

ЗАВДАННЯ

Спроектувати зв'язного передавач з частотною модуляцією з параметрами:

Діапазон робочих частот ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 180 - 190 МГц

Потужність ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 10 Вт

Опір фідера ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. 50 Ом

Антена ..

Придушення позасмугових випромінювань ... ... ... ... ... ... ... ... 40 дБ

Відносна нестабільність частоти ... ... ... ... ... .... 3.10 ^-5

Живлення від мережі 220 В 50 Гц

ВИБІР СТРУКТУРНОЇ СХЕМИ

Частотна модуляція може бути отримана прямим способом, коли модулюється безпосередньо частота автогенератора передавача, або непрямим, коли в проміжному каскаді передавача проводиться фазова модуляція. Структурні схеми передавачів з цими способами модуляції наведені нижче.

Структурна схема передавача з прямою ЧС.

Структурна схема передавача з непрямою ЧС

Іншими словами, пряму частотну модуляцію здійснюють: у напівпровідникових генраторах шляхом зміни параметрів коливального контуру за допомогою варикапів, варікондов, реактивного транзистора, нелінійної індуктивності, железоітеріевого граната (на частотах до десятків гігагерц); в діодних генераторах (на тунельному діоді, діоді Ганна) шляхом зміни напруги зміщення на діоді і т.д.

Для непрямого отримання частотної модуляції використовуються фазові модулятори в початкових каскадах з наступним множенням частоти і посиленням потужності сигналу ФМК.

Той і інший способи отримання ЧС мають свої недоліки і достоїнства. Гідність прямого методу - можливість отримання глибокої і досить лінійної частотної модуляції, недолік - труднощі забезпечення стабільності середньої частоти коливання з ЧС. Гідність непрямого способу - висока стабільність середньої частоти, недоліки - неглибока модуляція, труднощі передачі низьких модулюють частот.

Можливість отримання глибокої і лінійної ЧС робить кращим прямий спосіб в радіомовних і зв'язкових передавачах. При цьому для підвищення стабільності середньої частоти використовують систему автоматичного підстроювання частоти (АПЧ) за високостабільним кварцовим еталону. Структурна схема такого передавача виглядає так:

Рис 2.3 Структурна схема ЧС передавача з синтезатором частоти

де ДПКД - дільник частоти із змінним коефіцієнтом

Для побудови нашого зв'язкового передавача скористаємося подібною схемою.

ВИБІР АКТИВНОГО ЕЛЕМЕНТА

У потужних каскадах передавачів з напівпровідникових приладів використовують біполярні та польові транзистори. Відсутність ланцюга розжарення у транзисторів обумовлює їх негайну готовність до роботи, хоча не призводить до помітної економії електроенергії харчування, тому що витрати енергії в ланцюгах напруження сучасних потужних ламп становлять 4 ... 5% і менше від їх номінальної потужності. Недоліки транзисторних передавачів перш за все пов'язані з високою вартістю потужних транзисторів через надзвичайно складною технологією їх виробництва. Менший (як правило) коефіцієнт підсилення по потужності транзисторів (у порівнянні з лампами) призводить до більшого числа каскадів, тобто до додаткових витрат енергії та потужності, що розсіюється всередині передавача. Біполярні транзистори застосовують від найнижчих частот до, орієнтовно 10 ГГц. Верхня робоча частота f _{в у} генераторних транзисторах, як правило, обмежується його підсилювальними можливостями, нижня ж частота f _н для біполярних транзисторів - небезпекою перегріву його структури за час протікання одного імпульсу струму і розвитком пробою. Але до сучасної зв'язного апаратурі висуваються жорсткі вимоги до зменшення габаритів маси і підвищення технологічності.

Але так як наш передавач працює в діапазоні частот від 180 до 190 МГц, і має потужність на фідері 10 Вт то вибір зупинимо на біполярному транзисторі.

Коефіцієнт корисної дії каскаду пов'язаний з величиною опору насичення транзистора r _нас. Чим менше його величина, тим менше залишкове опір в граничному режимі і вище ККД генератора. Коефіцієнт посилення по потужності К _Р залежить від ряду параметрів транзистора: коефіцієнта передачі струму бази - b _0, частоти одиничного посилення f _т і величини індуктивності емітерного виведення L _Е. За інших рівних умов К _Р буде тим більше, чим вище значення b _0, f _т і менше L _Е.

Порахуємо потужність, яку повинен розвивати каскад з урахуванням втрат у схемі узгодження:

Виходячи з перерахованих вище умов та з огляду Р ₁ вибираємо транзистор КТ920В, його параметри наведені в ДОДАТКУ 1.

ЕЛЕКТРИЧНИЙ РОЗРАХУНОК

1. Розрахунок колекторному ланцюзі

Розрахунок будемо вести при роботі транзистора в граничному режимі, оскільки максимальний ККД досягається тільки в граничному режимі, а також враховуючи, що транзистор працюватиме в лінійному режимі з кутом відсічення q = 90 ° (оскільки при такому куті відсічення досягається найкраще співвідношення ККД і коефіцієнта посилення ) а схема кінцевого каскаду передавача буде будуватися за однотактной схемою ГВВ.

Коефіцієнт використання напруги живлення:

,

Значення коефіцієнтів a _n і g _n подивися в довіднику

, , , ;

Величину напруги на колекторі обчислимо за формулою:

U _КГР = ξ _гр × E _К = 0,957 × 17 = 16,262 У ,

Перевіримо, чи не перевищує напруга на колекторі гранично допустимого для даного транзистора:

U _{до макс} = E _К + U _КГР = 17 + 16,262 = 33,262 У <36 В (U _{ке доп} = 36 В),

Розрахуємо амплітуду першої гармоніки колекторного струму:

,

Постійна складова колекторного струму знаходиться зі співвідношення:

, (I _{до0 доп} = 3 А)

Максимальне значення колекторного струму становить:

, (I _{до мах доп} = 7 А)

Номінальний опір колекторної навантаження:

Споживана потужність знаходиться за формулою:

P ₀ = E _До × I _до0 = 17 × 0,978 = 16,667 Вт,

Розрахуємо ККД:

,

Обчисливши різниця між споживаної і коливальної потужністю, знайдемо потужність, що розсіюється на транзисторі.

Р _рас = Р ₀ - Р ₁ = 16,667 - 12,5 = 4,121 Вт

2. Розрахунок базового ланцюга

Вхідний ланцюг транзистора з ОЕ розраховуємо за схемою розташованої нижче:

Коефіцієнт ослаблення струму бази при веденні ОС обчислюється за формулою:

,

Амплітуда базового струму визначається співвідношенням:

= 2,18 А

Максимальне значення напруга на емітерний перехід знаходиться як:

(U _{бе доп} = 4 В),

Постійна складова базового струму:

,

Знаючи постійні складові колекторного і базового струмів, можна знайти постійну складову струму емітера

I _е0 = I _ко + I _бо = 0,978 +0.031 = 1,008 А,

Розрахуємо напруга зсуву:

Розрахуємо параметри еквівалентної схеми вхідного опору транзистора при включенні з загальним емітером:

,

,

,

Розрахуємо активну і реактивну складові вхідного опору:

,

,

Розрахуємо потужність на вході підсилювача:

,

Знаючи вхідну і вихідну потужності, можна порахувати коефіцієнт підсилення:

.

3. Розрахунок ланцюга харчування

Опір R 2

Виходячи з цього, маємо:

Струм дільника:

Блокувальна і розділові ємності:

Розрахуємо L _бл:

4. Вибір способу отримання кутовий (частотної) модуляції

Існує кілька способів отримання кутовий (частотної) модуляції.

Кутова модуляція може бути отримана прямим способом, коли модулюється безпосередньо частота автогенератора передавача, або непрямим, коли в проміжному каскаді передавача проводиться фазова модуляція. Той і інший способи мають свої недоліки і достоїнства. Гідність прямого методу - можливість отримання глибокої і досить лінійної частотної модуляції (ЧМ), недолік - труднощі забезпечення стабільності середньої частоти коливання з ЧС. Гідність непрямого способу - висока стабільність середньої частоти, недоліки - неглибока модуляція, труднощі передачі низьких модулюють частот.

Можливість отримання глибокої і лінійної ЧС робить кращим прямий спосіб в радіомовних і зв'язкових передавачах. При цьому для підвищення стабільності середньої частоти використовують систему автоматичного підстроювання частоти (АПЧ) за високостабільним кварцовим еталону .. Будемо будувати передавач саме за такою схемою.

В якості збудника передавача будемо використовувати генератор, керований напругою (ГУН). Управління ГУН проводиться через два варикапа, на один з яких подається модулююча напруга U _W, а на іншій - керуюча напруга системи фазового автопідстроювання частоти. Розподіл функцій управління між двома варикапами проводиться через те, що девіація частоти під дією модулюючого сигналу відносно невелика (у разі зв'язкового передавача - 3 кГц) у порівнянні з діапазоном перебудови веденого генератора керуючою напругою з виходу системи ФАПЧ. Для підвищення стійкості до структури передавача включають помножувачі частоти.

Ширина спектра ЧМ сигналу становить:

(5.1)

де F _В - верхня частота переданого повідомлення, для мовних повідомлень F _В = 3 кГц; m - індекс модуляції, розрахований за формулою:

(5.2)

де D f - девіація частоти на виході передавача.

Підставляючи в (5.1) і (5.2) чисельні значення вхідних в них величин, отримуємо, що П = 31,8 кГц.

Виходячи з ширини спектра ЧМ сигналу в даному випадку, вибираємо крок сітки частот на виході передавача рівним 50 кГц. Тоді коефіцієнт множення частоти виберемо рівним 8. При цьому крок сітки генератора сітки дискретних частот буде дорівнює 6,25 кГц, а діапазон генеруються частот - від 22,5 МГц до 23,75 МГц. Для множення частоти на 8 поставимо підсилювач потужності і три послідовно включених удвоителя частоти. Схема удвоителя наведена у Додатку 2.

5. Розрахунок автогенератора

1. Розрахунок режиму автогенератора

Зробимо розрахунок генератора, керованого напругою - автогенератора, виходячи з таких умов:

Для побудови автогенератора виберемо транзистор КТ340Б з параметрами:

b = 100;	f Т = 800 МГц;
С К = 3.7 пФ;	t К = 0,04 нс;
I К МАХ = 50 мА;	Р До ДОП = 150 мВт;
U КЕ ДОП = 20 В.

Перевіримо, чи можна знехтувати інерційністю цього транзистора в даних умовах. Для цього необхідно виконання умови:

(3.1)

де f - частота генеруючих коливань, f _S - гранична частота транзистора по крутизні.

Задамося такими величинами: постійна складова струму колектора I _К0 = 8 мА, Е _К = 0,5 U _{КЕ ДОП} = 10 В.

Гранична частота транзистора по крутизні визначається виразом:

(3.2)

де розподілене опір бази r _Б, у свою чергу визначається:

(3.3)

а крутість статичної прохідний характеристики S _0:

(3.4)

температурний потенціал переходу j _Т:

(3.5)

Підставляючи значення величин в (3.3), (3.4), (3.5) і (3.2), отримуємо:

f _S = 128,4 МГц,

що становить 0,160 від f. Таким чином, транзистор в даному випадку можна вважати безінерційні пристроєм.

Розрахуємо кут відсічення імпульсу колекторного струму через його коефіцієнт розкладання:

(3.6)

Отримуємо величину кута відсічки q = 60,5 ^о. Перша гармоніка колекторного струму дорівнює

(3.7)

а величина напруги на колекторному навантаженні автогенератора:

(3.8)

Опір колекторної навантаження:

(3.9)

Щоб забезпечити недонапруження режим роботи автогенератора, задамо величину коефіцієнта використання напруги живлення:

x = 0.29.

При цьому величина напруги колекторного живлення складе:

(3.10)

Відповідно, потужність, що підводиться до автогенератора дорівнює:

(3.11)

Потужність, що розсіюється на колекторі, становить:

(3.12)

що не перевищує допустимого значення (Р _{До ДОП} = 150 мВт).

Розрахуємо значення коефіцієнта зворотного зв'язку:

(3.13)

Напруга зворотного зв'язку:

(3.14)

Величина вхідного опору автогенератора:

(3.15)

Постійна складова струму бази:

(3.16)

Величина напруги зміщення на базі:

(3.17)

де Е _'Б - величина напруги відсічки, рівна 0,7 В.

2. Розрахунок елементів коливального контуру

Елементи коливального контуру автогенератора розраховуються так, щоб забезпечити знайдені раніше опір навантаження автогенератора R _K і коефіцієнт зворотного зв'язку К.

Навантажена добротність коливального контуру автогенератора визначається виразом:

(3.18)

Тоді коефіцієнт включення коливального контуру в колекторний ланцюг дорівнює:

(3.19)

Розрахуємо значення реактивних опорів елементів коливального контуру, включених між колектором і емітером, між базою і емітером і відповідних цим опорам ємностей:

(3.20)

(3.21)

Значення ємності З ₃ коливального контуру:

(3.22)

З номінального ряду виберемо З ₁ = 270 пФ, С ₂ = 3,83 пФ.

Знайдемо значення індуктивності коливального контуру:

(3.23)

Коефіцієнт включення навантаження в контур автогенератора визначається формулою:

(3.24)

Підставляючи числові значення величин, отримуємо значення р _Н = 0,049.

3. Розрахунок ланцюга зміщення транзистора

Ланцюг автоматичного зміщення транзистора призначена для підтримки транзистора у відкритому стані при відсутності коливань. Після самозбудження автогенератора напруга зсуву автоматично має прийняти значення, яке відповідає режиму з розрахованим раніше кутом відсічення.

Величина опору R ₁ визначається співвідношенням: НАЧ

(3.25)

Підставляючи в (3.25) значення вхідних величин, отримуємо R ₁ = 54,1 кОм. Вибираємо і ряду номінальних значень R ₁ = 53 кОм.

Перевіримо неможливість переривчастої генерації. Для цього необхідно виконання наступної умови:

(3.26)

Підставляючи в (3.26) числові значення, робимо висновок, що переривчаста генерація відсутній:

1,48 • 10 ^-5 <1,015 • 10 ^-4.

4. Вибір варикапів

Для здійснення в автогенератора частотної модуляції необхідно паралельно З ₃ включити варикап VD 2. На цей же варикап подамо керуючу напругу від ФАПЧ. Для здійснення перебудови частоти в робочому діапазоні включимо в контур автогенератора варикап VD 1.

Значення девіації і перебудови частоти автогенератора з урахуванням множення частоти в 8 разів будуть складати:

Величина зворотного напруги в залежності від коефіцієнта нелінійних спотворень по другій гармоніці К _{2 F} визначається виразом:

(3.27)

де U _{У МОЛ} - напруга на варикапа в режимі мовчання. Приймаючи
До _{2 F} = 0,05, а U _{ОБР МОЛ} = ​​4 В, отримуємо:

U _W = 0,627 В.

Розрахуємо коефіцієнт включення VD 1. Виберемо з [4] варикап Д902, ємність якого С _{В НОМ} = 600 пФ при U _ОБР = 4 В. Т.к.
U _{ОБР МОЛ} = ​​4 В, ємність в режимі мовчання С _{В НОМ} = С _{В МОЛ} = ​​600 пФ.

Зміна ємності VD 2 під дією напруги, що модулює U _W = 0,627 В становить:

(3.28)

D С _В = 36,4 пФ.

Коефіцієнт включення VD 2 в контур автогенератора:

(3.29)

Підставляючи в (3.29) числові значення, отримуємо:

р ₂ = 0,379.

Аналогічно розрахуємо коефіцієнт включення варикапа VD 1. Вибираючи варикап 2В105Б, ємність якого С _{В НОМ} = 600 пФ при
U _ОБР = 4 В, отримуємо:

D С _В = 0,364 пФ.

р ₂ = 0,076.

Розрахуємо ланцюга зміщення варикапів. Значення максимальних зворотних струмів для них складають: I _{ОБР 1} = 20 мкА, I _{ОБР 2} = 10 мкА. Значення струмів через дільники, які встановлюють на варикапах зсуву, повинні значно перевершувати максимальні значення зворотних струмів. Нехай:

I _Д1 = 5 I _{ОБР 1,} I _Д2 = 5 I _{ОБР 2.}

Тоді опору R ₃ і R ₆ рівні:

З номінального ряду вибираємо R ₃ = 82 кОм, R ₆ = 39 кОм. Значення опорів R ₄ і R _5:

З номінального ряду вибираємо R ₄ = 160 кОм, R ₅ = 75 кОм.

Для того, щоб провести включення варикапів в контур з заданими коефіцієнтами включення перерахуємо значення ємності С _3, яка при неповному включенні варикапа VD 2 розділяється на дві - З ₃ 'і C _3''.

Значення реактивного опору індуктивності при підключенні VD 1:

(3.30)

де Х _L і Х _{В1 МОЛ} - значення реактивних опорів індуктивності і VD 1 відповідно.

Значення реактивного опору ємності З ₃ 'можна обчислити так:

(3.31)

З ₃ '= 310,7 пФ.

З ряду номіналів Е48 виберемо значення 316 пФ.

Реактивний опір ємності С _3'':

(3.32)

З _3''= 57,67 пФ.

Для забезпечення можливості настройки контуру автогенератора в якості ємності С _{3''використовуємо} подстроєчний конденсатор.

5. Вибір значень блокувальних елементів

Величини блокувальних ємностей З _4, С _БЛ вибираються з умови:

(3.33)

Виберемо величину З ₄ такою, що Х _{C 4} = 0,01 X _L. Одержуємо:

З ряду номіналів вибираємо З ₄ = 300 нФ, З _БЛ = 300 нФ.

Індуктивність L _БЛ призначена для того, щоб джерело живлення не шунтував контур автогенератора. Її величина вибирається з умови:

(3.34)

Нехай Х _{L БЛ} = 100 X _L. Обчислюючи величину індуктивності L _БЛ, отримуємо:

Такий же величини можна вибрати індуктивності L ₁ і L _2.

Ємність З ₅ включена для блокування постійної складової, що є на виході підсилювача сигналу переданого повідомлення. Її величина вибирається з умови:

(3.35)

де Х _С5 - опір ємності З ₅ на нижній частоті модулюючого напруги F _Н, що для мовного повідомлення складає 300 Гц.

З номінального ряду вибираємо З ₅ = 130 пФ.

6. Вибір синтезатора частот

При виборі СЧ необхідно керуватися такими міркуваннями:

• забезпечення синтезу частот з кроком сітки 50 Гц;

• контроль «захоплення» частоти повинен здійснюватися через систему фазового автопідстроювання частоти (ФАПЧ);

• здійснення швидкого переходу на черговий канал зв'язку;

• зберігання номера останнього каналу зв'язку в режимі з низьким струмом споживання;

• можливість програмування СЧ через послідовний канал і зчитування службової інформації із зовнішнього електрично програмованого постійного запам'ятовуючого пристрою (ЕППЗУ);

• напруга живлення має дорівнювати 6 В;

• для зручності користувача необхідно забезпечити візуальне відображення номера каналу зв'язку на індикаторі.

Всім вищевказаним вимогам задовольняє мікросхема програмованого частотного синтезатора АК9601 [9], яка використовується в системах зв'язку з цифровим синтезом частот, може працювати в 2-х режимах завдання даних:

1) службова інформація зчитується з ПЗУ з інтерфейсом I ² C типу КР1568РР1 (256х8), КР1568РР2 (1024х8) або їм подібним (кожному каналу відводиться 8 байт);

2) службова інформація записується мікроконтролером по послідовній шині I ² С.

Структурна схема СЧ АК9601 наведена на малюнку нижче. Призначення висновків схеми наведено в таблиці 1.

Рис.2. Структурна схема синтезатора частоти АК9601

Таблиця 1.

Кварцовий резонатор для синтезатора частот виберемо на 10 МГц. Підключати його слід через конденсатори, включені на землю.

7. Вибір джерела живлення

Джерелом первинного харчування є промислова мережа напругою 220В, частотою 50Гц. Джерело вторинного електроживлення повинен забезпечувати постійні вихідні напруги величиною 6В (для живлення мікросхем) та 17В (для живлення транзисторних каскадів).

Схема вторинного джерела повинна містити наступні елементи:

• понижуючий трансформатор;

• діодний міст з фільтром;

• стабілізатор.

Стабілізатор напруги виконаємо на мікросхемі LM 350 фірми Motorola, яка забезпечує вихідна напруга В, нестабільність по напрузі 0.01%. Вихідна напруга регулюється змінним резистором R 2 і обчислюється за формулою:

де I - струм через резистор R 2

Нижче наведена схема джерела живлення.

Рис.13. Джерело вторинного живлення

8. Розрахунок помножувача частоти

Для забезпечення робочої частоти передавача f = (180-190) МГц необхідно збільшити частоту автогенератора у вісім разів (f _АГ = 22,5-23,25 МГц).

Використовуємо два послідовно включених однокаскадних удвоителя частоти для забезпечення невеликого значення коефіцієнта нелінійних спотворень сигналу і підвищення ККД всієї схеми.

РОЗРАХУНОК ЛАНЦЮГА УЗГОДЖЕННЯ

Для розрахунку ланцюга узгодження використовувалася програма Rfsim 99

З усіх видів (Г-, Т-і П-подібний) узгоджуючих чотириполюсників, краще всього підходить Г-образна схема, тому що вона має найменше елементів і легко реалізовану індуктивність, при використанні ж П-образної схеми виходить лишком маленька і тому складно реалізовується індуктивність. Якщо взяти Т-образну схему, то довелося б мотати взагалі дві котушки індуктивності, тому зупинимося все ж на Г-образної схемою.

Результат роботи програми:

Принципова схема ланцюга узгодження

РОЗРАХУНОК ВИХІДНОГО ФІЛЬТРА

Для розрахунку фільтра також використовувалася програма Rfsim 99. Для частотного аналізу фільтра використовували програму PSpice, тому що аналіз, запропонований розробниками Rfsim 99 незручний для подання. Поставили нерівномірність у смузі пропущення рівної 0.1 дБ і затухання на 360 МГц 40 дБ. Знаючи, що тільки фільтри з непарним порядком не трансформують опір, методом підбору вибрали порядок фільтра, він виявився дев'ятим:

Принципова схема фільтру

АЧХ фільтра, отримана в програмі PSpice:

КОНСТРУКТИВНИЙ РОЗРАХУНОК

Головним завданням конструктивного розрахунку є розрахунок геометрії котушок індуктивності входять до складу вихідного фільтра і ланцюги узгодження. Це необхідно для виконання крім вимог до заданої індуктивності, високої добротності, певної стабільності, також і вимог до електричної міцності, допустимого нагріву, механічної міцності і т.д.

Слід уточнити розрахункове значення індуктивності з урахуванням впливу екрана котушки. Екран зменшує індуктивність відповідно до закону Лоренца. Якщо діаметр екрана принаймні вдвічі більше діаметра котушки, то його вплив невелика й слід прийняти розрахункове значення індуктивності котушки L _розр »(1,1 ... 1,2) L. (Візьмемо 0,2)

Діаметр дроту котушок виберемо, виходячи з міркувань її допустимого нагріву. Скористаємося емпіричної формулою для визначення діаметра циліндричних одношарових, з природним (конвекційним) охолодженням котушок.

,

де d - діаметр дроту, мм I - радіочастотний струм, А (діюче значення); f - частота струму радіочастотного, МГц; D T - різниця температур дроти та навколишнього середовища (візьмемо D T = 40 ° С).

Задамося співвідношенням довжини намотування котушки l до його діаметру D, а саме l / D = 0,6, тому що D очевидно менше 50 мм.

Число витків спіралі котушок розраховується за формулою:

,

де F (l / D) визначається за графіком, якщо l / D = 0,6, то F »0,01.

Підставивши обчислені значення для індуктивностей, отримуємо кількість витків кожної котушки:

Розрахуємо струм в останній індуктивності фільтра (надалі будемо говорити L _Ф):

,

де R _н - вхідний опір фідера.

Розрахуємо діаметр проводу котушки індуктивності:

Розрахуємо кількість витків:

Задамося діаметром котушки: D = 20 мм. Зараз можна порахувати довжину котушки і крок її намоток (g):

Визначимо такі ж параметри для індуктивності в схемі узгодження. Струм, що протікає через цю індуктивність - це струм I _к1 і всі інші гармоніки, тому візьмемо струм, більший першої гармоніки колекторного струму на 10%. Отже, струм цей буде дорівнює

I _к1 × 1,1 = 1,743 × 1,1 = 1,917 А

Дросель в ланцюзі харчування виберемо за таблицею, представленої в методичних вказівках до курсового проектування. Через цю індуктивність буде проходити постійна складова колекторного струму I _до0 = 1,109 А. L _бл = 7,86 мкГн. Виходячи з цих даних за таблицею знайшли дросель ДМ - 1,2 - 8, у якого l _k = 13,5 мм, d = 0,6 мм, D = 4 мм.

ВИБІР стандартних номіналів

Оскільки розрахункові значення номіналів виходять дуже різні, то потрібне підбір найбільш відповідного номіналу зі стандартних значень. Перш за все при підборі елемента стандартного номіналу потрібно враховувати миттєві амплітудні значення струмів і напруг, що протікають через елементи, потужність, що проходить через елементи, що розсіюється потужність на елементах, електромагнітну сумісність і діапазон робочих частот. Відзначимо також, що оскільки вихідний фільтр повинен мати значення номіналів що в нього входять відповідно розрахунковими, то точність підбору кожної ємності забезпечується за допомогою паралельного включення двох конденсаторів, один з яких вибирається трохи менше розрахованого номіналу, а інший подстроєчний - для точної настройки. Для нашого підсилювального каскаду номінали елементів вийшли наступними:

Резистори:

Конденсатори:

РОЗТАШУВАННЯ ЕЛЕМЕНТІВ НА ДРУКОВАНОЇ ПЛАТИ

Для того щоб уникнути самозбудження кінцевого каскаду передавача необхідно вхід і вихід каскаду розташувати на платі якомога далі один від одного. Щоб уникнути появи міжкорпусних ємностей, елементи не можна ставити занадто близько один до одного і до яких або металевих частин корпусу передавача. Сполучні проводи необхідно робити як можна більш короткими для зменшення паразитних індуктивностей. Грунтуючись на цих правилах, і вироблена компонування елементів. Розташування елементів на друкованій платі

ВИСНОВОК

У процесі виконання курсового проекту був розрахований крайовий каскад передавача з частотною модуляцією, що повністю задовольняє критеріям, наведеним у завданні на проектування. Також обрано, обгрунтована і представлена ​​структурна схема всього передавального пристрою.

Була наведена схема розташування елементів радіопередавача на друкованій платі, побудована з міркувань оптимальної роботи пристрою - зменшення дії паразитних реактивностей, що виникають на провідниках між елементами і між корпусами елементів, та забезпечення необхідного температурного режиму пристрою.

Для виконання курсової роботи були вивчені нові аспекти та нюанси проектування радіопередавальних пристроїв, внаслідок чого були придбані необхідні знання для подальшої роботи в цьому напрямку.

СПИСОК

1. Шумилін М. С., Козирєв В. Б., Власов В. А. Проектування транзисторних каскадів передавачів: Навчальний посібник для технікумів. М.: Радіо і зв'язок, 1987.

2. Радіопередавальні пристрої: Методичні вказівки по курсовому проектуванню. Л. І. Булатов, Б. В. Гусєв, Ф. В. Харитонов. Єкатеринбург; УПІ, 1992.

3. Проектування радіопередавачів: Навчальний посібник для вузів / В. В. Шахгільдян, М.. С. Шумилін, В.Б. Козирєв та др.Ж Під ред. В. В. Шахгільдян. - М.: Радіо і зв'язок, 1990 р.

ДОДАТОК А

Параметри транзистора КТ920В